工业电机驱动器的工作环境相对恶劣，可能☉出现高温、交╱流线路瞬变、机械过载、接线错误以及々其它突发情况。其中有些事件∞可能会导致较大的过流流入电机驱动器的功率电路中。图1显〓示了三种典型的短路事件。
图1 工业电机驱动中的典型短路事件
其中： 1是逆↑变器直通。这可能是由于不正确开启其中一条逆变器桥臂的两个IGBT所导致的，而这种情况又可能是因为遭受了电磁干扰或控制器故障。它也可能是因为臂上的其中一⌒个IGBT磨损/故障导致的，而正常的IGBT保持开关动作。 2是相对相短路」。这可能是因为性能下降、温度过高或过压事件导＠致电机绕组之间发生绝缘击穿所引起的。 3是相线对地短路。这同样可能是因为∑ 性能下降、温度过高或过压事件↙导致电机绕组和电机外壳●之间发生绝缘击穿所引起的。一般而言，电机可在相对较长的时间内(毫秒到秒，具体取决于电机尺寸和类型)吸收极高★的电流；然而，IGBT——工业电机驱动逆变器级的主要部分——短路耐受时间为微秒＠级。 IGBT短路耐受〒时间与其跨导或增益以及IGBT芯片热容量有关。更高的增益导致IGBT内的短〖路电流更高，因此显◣然增益较低的IGBT具有较低的短路电ξ 平。然而，较高增益同样会导致较低的通态导通损耗，因而必须作出权衡取舍。IGBT技术的发展正在促成增加短路♀电流电平，但降低短路耐受时间这一↓趋势。此外，技术的进步导致使◥用芯片尺寸更小， 缩小◣了模块尺寸，但降低了热容量ω，以至耐受时间进一步缩◆短。 另外，还与IGBT集电极-发射极电压有很大关系，因而工业驱动趋向更高直流总线电压电平的并行趋势进一步缩减∴了短路耐受时间。过去，这一时间↘范围是10 μs，但近年来的趋势是在往5 μs3以及某些条件下低至1 μs方向发展。 此外，不同器件的短路耐【受时间也有较大的不同，因此对于IGBT保护电路而言，通常建议内建多于额定短路耐√受时间的额外◆裕量。 无论出于Ψ 财产损失还是安全方面的考量，针对过流条件的IGBT保护都是系统可靠性的关键所在。IGBT并非是一种故※障安全元件，它们若出现故障则可能导致直流总线▃电容爆炸，并使整个驱动出现故障。 过流保护一般通过电流测量或去饱和检☆测来实现。图2显⌒示了这些技巧。 对于电流测量╱而言，逆变器臂和相位输出都需要诸如分流电阻等测量器件，以便应付直通故障和电机绕组∞故障。控制器和/或栅极驱动器中的快速执行跳变电路必〗须及时关断IGBT，防止超出短路耐受∑ 时间。这种方法的最大好处是它要求在每个逆变器臂上各配备两个ζ 测量器件，并配备一切相关的信号调理和隔离电路。只需在正直流总线线路和ω 负直流总线线路上添加分流电阻即☆可缓解这种情况。然而，在很多情况下，驱动架构中要『么存在臂分流电阻，要么存在相位分流电阻，以便为电流◇控制环路服务，并提供电机过流保护；它们同样可能用于IGBT过流保护——前提是信号调理的响应时◎间足够快，可以在要求的短〖路耐受时间内保护IGBT。
图2 IGBT过流︽保护技术示例
去饱和检测利用IGBT本身作为电流测量元件。原理图中︾的二极管确保IGBT集电极-发射极电压♀在导通期间仅受到检测电路的〗监控〓；正常工◣作时，集电极-发射极电压非常低(典型值为1 V至4 V)。然而，如果发生短路事件，IGBT集电极电流上升到驱动IGBT退出饱和区◤并进入线性工作区的电平。这导致集电极-发射极电压快速◣升高。上述正常电压电平可用来表示存在短路，而去饱和跳变阈值电平通常在7 V至9 V区域内。重要的是，去饱和还可表示栅极█-发射极电压过低，且IGBT未完全驱动至╲饱和区。进◣行去饱和检测部署时需仔细，以防误触发。这尤其可能发生在IGBT尚未完全进入饱和状态时，从IGBT关断状态转换到IGBT导通状态ㄨ期间。消隐时间通常在开启信号和去饱和检测激→活时刻之间，以避免误检。通常还会加入电流源充电电容或RC滤波器，以便在检测机制中产←生短暂的时间常数，过滤噪声拾■取导致的滤波器杂散跳变。选择这些滤波器〇元件时卐，需在噪声抗扰度和IGBT短路耐受时间内作出反应这两者之间进行权衡。
检测到IGBT过流后，进一步的挑战便是关闭处于不正常高电流→电平状态的IGBT。正常工作条件下，栅极驱动器设计为能够尽可能快↑速地关闭IGBT，以便最大程度降低开关损耗。这是通过较低的驱动器阻抗和栅极驱动¤电阻来实现的。如果针对过流条件施加同样的□ 栅极关断速率，则集电极-发射极的di/dt将会大很多，因为在较短的时间内电流变化较大。由于线焊和PCB走线杂散电感导致的集电极-发射极电路寄生电感可能会使较大的过压电平瞬间到♀达IGBT(因为VLSTRAY = LSTRAY × di/dt)。因此，在去饱和事件发生期间，关断IGBT时，提供阻抗较高的关断路径很重要，这样可以降低di/dt以及一切具有潜在破坏性的过压电平。
除了系统故障◥导致的短路，瞬时逆变器直通同样会发生在正常工作条件下。此时，IGBT导通要求IGBT驱动↓至饱和区域，在该区域中导通损耗最低。这通常意味着导通状态时的栅极-发射极电压大于12 V。IGBT关断要求IGBT驱动至工作截止区域，以便在∮高端IGBT导通时成功阻隔两端的反向高电压。原则上讲，可以①通过使IGBT栅极-发射极电压下降至0 V实现该目标。但是，必须考虑逆变器臂上低端晶体管导通时的副作用。
导通时开关节点电压的快速♀变化导致容性感应电流流过低端IGBT寄生密勒栅极-集电极电容(图3中的CGC)。该电流流过低端栅极驱动器(图3中的ZDRIVER)关断阻抗，在低端IGBT栅极发№射极端创造出一个瞬变电压增加，如图所示。如果该电压上升至IGBT阈值电压VTH以上，则会导致低∴端IGBT的短暂导通，从而形成瞬态逆变器臂直通——因为两个IGBT都短暂导⊙通。这一般不会破坏IGBT，但却能增〖加功耗，影响可靠性。
图3 密勒感应逆变器〇直通
一般而言，有两种方法可以解决逆变器IGBT的感应导通问题——使用双极性电源或额外的米勒箝位。在栅极驱动器隔离端接受』双极性电源的能力为感应电压瞬变提供了额外的裕量。例如，–7.5 V负电⌒ 源轨表示需要大于8.5 V的感应电压瞬变才能感应杂散导通。 这足以防止杂散导通。另一种方法是＠ 在完成关断转换后的一段时间内降低栅极驱动器电路的关断阻抗。这称为米勒∏箝位电路。容性电流现在流经较低阻抗的电路，随后降低电压瞬变的幅度。针对导通与关断采用非对称栅极电阻，便可为开关速率控制提供额外的灵活性。所有这些栅极驱动器功ω能都对整个系统的可靠性与效率有正面影响。
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